Конспект лекций

Производственный менеджмент на предприятиях почтовой связи

Конспект лекций | назад | содержание | вперед

Лекция 9. ЦИФРОВАЯ МОДУЛЯЦИЯ В СИСТЕМАХ ПОДВИЖНОЙ СВЯЗИ

В технике цифровой связи методы модуляции играют весьма значительную роль. Помимо своей основной функции – преобразования «символ – сигнал» – процесс модуляции является составной частью общего процесса согласования сигнала с характеристиками канала.

Модуляция – это процесс изменения во времени значений одного или нескольких параметров несущего ВЧ колебания – амплитуды, частоты или фазы. При простых видах модуляции модулирующее сообщение изменяет только один параметр – как правило, фазу. При комбинированных видах модуляции одновременно могут изменяться амплитуда и фаза несущей.

Рисунок 9.1 - Простые виды модуляций: a- исходный сигнал;

б – амплитудная модуляция; в- частотная модуляция;

г- фазовая модуляция.

В наибольшей степени отличаются между собой посылки сигналов при фазовой модуляции, в наименьшей - при амплитудной модуляции. Поэтому по степени устойчивости к помехам «классические» методы модуляции должны быть расставлены в том же порядке.

Кроме этого главным недостатком метода амплитудной модуляции является возможность нелинейных искажений из-за перемодуляции (когда амплитуда модулирующего сигнала слишком велика).

При частотной и фазовой модуляции амплитуда передаваемого сигнала остается почти постоянной, что исключает нелинейные искажения, связанные с широким динамическим амплитудным диапазоном.

Системы передачи с аналоговыми способами модуляции весьма чувствительны к шумам на входе приемника.

Применение цифровых методов пересылки информации увеличивает вероятность корректной доставки. Если для аналоговой передачи требуется отношение сигнал/шум на уровне 40-60 дБ, то при цифровой передаче при том же уровне достоверности — достаточно 10-12 дБ.

Выбор типа модуляции зависит от стоящей задачи и от характеристик канала (полосы пропускания, ослабления сигнала и т.д.).

Высокая помехоустойчивость, энергетическая эффективность и экономное расходование полосы частот современных СПРС достигаются в значительной степени благодаря рациональному выбору параметров модуляции.

9.1 ВИДЫ МОДУЛЯЦИИ В СПРС

В СПРС предъявляются весьма жесткие требования к типу используемой модуляции. Прежде всего речь идет о спектральной эффективности сигналов, которая зависит, в конечном счете, от компактности их спектра - относительной величины мощности, сосредоточенной в главном лепестке спектра, то есть в полосе частот по первым "нулям" спектра, равной 2/tс, где tс – длительность сигнала (время, затрачиваемое на передачу одного бита информации). В главном лепестке спектра сигнала после модуляции должно находиться не менее 94…97% всей энергии сигнала. Часто предъявляют высокие требования к скорости убывания составляющих спектра при больших расстройках за пределами главного лепестка спектра. Увеличение скорости спадания внеполосного излучения (ВПИ) обеспечивает непрерывность фазы сигнала в моменты перехода от символа к символу, поскольку скорость спадания ВПИ зависит от числа непрерывных производных текущей фазы сигнала.

Другое требование связано с необходимостью обеспечения постоянной огибающей сигнала и относится к возможности использования в подвижной станции нелинейного усилителя радиодиапазона, что особенно важно для энергетического бюджета подвижной станции.

Обратимся к схеме линейного модулятора для двукратной модуляции (рисунок 9.2). Двоичный поток данных (приходящий, как правило, с выхода перемежителя) направляется на вход преобразователя, который преобразует блоки двоичной информации в пары (дибиты) информационных символов - dI и dQ. Эти информационные символы направляются на фильтры модулирующего сигнала с импульсной характеристикой р(t) и q(t). Сигналы, модулирующие синфазную и квадратурную составляющие, описываются формулами

Рисунок 9.2 Линейный модулятор для двукратной модуляции

При помощи этих формул можно описать различные типы линейных модуляций. Так, выбор значений q(t) = 0, dI = ±1 и p(t) = rect (t/T) соответствует двухпозиционной ФМ-2, часто называемой двоичной фазовой манипуляцией (BPSK). При выборе значений — dI = dQ = ±1, a p(t) = q(t) = rесt(t/T) получим четырехпозиционную ФМ-4, называемую квадратурной фазовой манипуляцией (QPSK). Обычно число возможных состояний (позиций, уровней) модулируемого параметра обозначают через М. Число сигналов обычно кратно 2, т.е. М = 2 В и В = log2 M ; здесь В - кратность модуляции (В = 2,…8).

Такие виды модуляции, как квадратурная амплитудная модуляция (QAM), у которых В ≥ 2, получаются путем выбора многоуровневых информационных символов dI и dQ. При М = 4 КАМ (4-QAM) совпадает с ФМ-4, однако при М > 8 эффективность квадратурной амплитудной модуляции выше. Стоит упомянуть, что КАМ до сих пор напрямую не применялась в системах подвижной связи, прежде всего, из-за непостоянства огибающей.

Благодаря использованию комплексного сигнала x(t) каждая модуляция представляется в виде набора характеристических точек на комплексной плоскости (так называемого созвездия), траектория которых характеризует движение во времени по комплексной плоскости сигнальной точки с координатами хI(t), xQ(t). Форма сигнального созвездия соответствует виду модуляции. Для адекватного отображения пространства сигналов на выходе квадратурного модулятора обычно используют прямоугольную систему координат, в которой по горизонтальной оси, которая символизирует нулевой фазовый сдвиг, откладывают уровень сигнала в синфазном канале, а по вертикальной оси Q, символизирующей сдвиг на 90°, уровень сигнала в квадратурном канале. Сигналы отображаются точками, которые являются концами двумерных векторов на квадратурной (иначе - векторной) диаграмме.

На рисунке 9.3 изображены созвездия нескольких наиболее важных цифровых модуляций. В случае М-позиционной ФМ М сигнальных точек располагаются на окружности с радиусом (Е - энергия посылки сигнала), на равных расстояниях dM между точками созвездия с угловым интервалом 2π/М радиан. Расстояния dM характеризуют помехоустойчивость при приеме сигнала. Так, максимально возможное значение соответствует максимальной (потенциальной) помехоустойчивости (т.е. наименьшей вероятности ошибочного приема), которой характеризуются т.н. противоположные (манипулированные по фазе на 180о) сигналы ФМ-2 (рис. 9.3а). У двукратной ФМ-4 (рис. 9.3б) минимальное расстояние , что соответствует расстоянию между ортогональными сигналами. Эти сигналы являются наилучшими по помехоустойчивости из всех двумерных четырехпозиционных сигналов.

Рисунок 9.3 Примеры сигнальных созвездий: а - BPSK, б - QPSK, в - 16-QAM

Сигналы с фазовой модуляцией обладают высокой помехоустойчивостью, однако у них невелика спектральная эффективность, да и с точки зрения систем подвижной связи такие сигналы обладают существенным недостатком - огибающая имеет переменный характер и может принимать мгновенные значения, близкие к нулю. Чтобы проиллюстрировать это, можно воспользоваться графиком траектории сигнала на I(Q) - диаграмме для всех возможных комбинаций дибитов (пар) входных символов (рис. 16.3). Такая траектория отображает всевозможные линии перехода между символами передаваемого потока, зависящие от его статистических свойств.

Главный лепесток спектра ФМ-4 (QPSK) содержит порядка 90% всей мощности сигнала, в результате чего эффективность использования спектра, показывающая, сколько бит в секунду информации можно передать в одном герце полосы, не превосходит 1,5 бит/с/Гц. При использовании ФМ-2 (или ФМ-4) определение фазы любой принятой посылки производится по отношению к некоторой фиксированной опорной фазе jоп, вследствие чего реализация демодулятора таких сигналов сопровождается известными трудностями. С целью устранения этого недостатка используют относительное кодирование передаваемого сообщения на стороне передачи и относительное декодирование - на приемной стороне. Перекодирование исходной цифровой последовательности осуществляется по правилу: bi = ai Å bi-1, где ai - символ на входе относительного кодера; bi - символ на его выходе; bi-1 - символ с выхода кодера, задержанный на такт, т.е. на длительность tс ; Å - процедура сложения по модулю 2.

Рисунок 9.4 Огибающая модуляции ФМ-4 (QPSK) на квадратурной плоскости

Перекодирование исходных данных и как следствие этого переход к сигналам ОФМ, естественно, не повышает эффективность использования спектра при их передаче по каналам связи. Универсальным средством уменьшения полосы, требуемой для передачи модулированных сигналов, является перехода к многократной (В>2) (многопозиционной) модуляции. При этом исходная последовательность символов разбивается на блоки по В = 2,3,4,…соседних символов (соответственно при М = 4,8,16,...), а длительность сигнала оказывается равной Тс = tс ´ В, что приводит к сокращению в В раз полосы занимаемых частот (при сохранении скорости передачи) и возрастанию приблизительно в В раз эффективности использования спектра.

Для повышения спектральной эффективности широко применяется относительная квадратурная ОФМ-4 (DQPSK), а уменьшение изменений огибающей при манипуляции фазы у таких сигналов достигается добавлением фазового сдвига p/4 к дифференциальному сигналу в каждый период манипуляции (рисунок 9.5).

Рисунок 9.5. Сигнальное созвездие модуляции p/4-ОФМ-4

При реализации дифференциального кодирования в сочетании со сдвигом несущей на π/4 сигнальное созвездие формируется двумя четырехточечными созвездиями QPSK, наложенными со сдвигом 45°. В результате в сигнале присутствуют восемь фазовых сдвигов, причем фазы символов выбираются поочередно - то из одного созвездия QPSK, то из другого. Последовательные символы имеют относительные фазовые сдвиги (относительно предыдущего периода модуляции), соответствующие одному из четырех углов: ± π/4 и ±3 π/4. В результате огибающая не принимает мгновенные значения, равные нулю. Такая модуляция, обозначаемая p/4-ОФМ-4 (p/4-shift DQPSK), достаточно широко применяется в системах подвижной связи, например, в D-AMPS, PDC и ТЕТRА.

На рисунке 9.6 изображены траектории сигнала p/4-ОФМ-4 для всех возможных комбинаций дибитов входных символов в случае, когда цифровые символы формируются модулирующим фильтром с характеристикой p(t) (см. рис.16.1) в виде корня квадратного из приподнятого косинуса и коэффициентом сглаживания, равным 0,35. Несмотря на то, что модуляция не обладает постоянной огибающей, ее колебания ограничены, и она никогда не достигает нуля. Это помогает бороться с нелинейными искажениями, вносимыми нелинейностью усилителей мощности подвижных станций.

Рисунке 9.6. Огибающая модуляции p/4-ОФМ-4 на квадратурной плоскости

Весьма эффективной является также частотная модуляция минимальным сдвигом ЧММС (MSK), которая способна обеспечить минимум помех в соседних по частоте каналах. Этот метод представляет собой частотную манипуляцию, при которой несущая частота дискретно – через интервалы времени, кратные периоду Т = tс битовой модулирующей последовательности, принимает значения fн = f0 – F/4 или fв = f0 + F/4, где f0 – центральная частота используемого частотного канала, а F = 1/T. Метод MSK иногда рассматривают как метод квадратурной фазовой манипуляции со смещением (офсетная OQPSK), но с заменой прямоугольных модулирующих импульсов длительности 2Т полуволновыми отрезками синусоид или косинусоид. Разнос частот Df = fв - fн = F/2 - минимально возможный, при котором обеспечивается ортогональность колебаний частот fн и fв на интервале Т длительности одного бита; при этом за время Т между колебаниями частот fн и fв набегает разность фаз, равная p. Таким образом, термин "минимальный сдвиг" в названии метода модуляции относится, в указанном выше смысле, к сдвигу частоты. Поскольку модулирующая частота в этом случае равна F/2, а девиация частоты F/4, индекс частотной модуляции составляет m = (F/4)/(F/2) = 0,5.

MSK реализуется в стандарте GSM как гауссовская манипуляция с минимальным сдвигом (GMSK). Термин «гауссовская» в названии метода модуляции соответствует дополнительной фильтрации модулирующей битовой последовательности относительно узкополосным гауссовским фильтром с импульсной характеристикой h(t); именно эта дополнительная фильтрация отличает метод GMSK от метода MSK. В качестве характеристического параметра GMSK используют произведение ВТ, где В - ширина спектра импульса h(t) по уровню З дБ, а Т- длительность одного бита.

Рисунок 9.7. Спектральная плотность мощности сигнала GMSK в сравнении с сигналами MSK и BPSK

На рисунок 9.7 изображена спектральная плотность мощности на выходе идеального GMSK-модулятора (ВТ = 0,3), нормализованного по отношению к периоду Т. Сравнение этого графика со спектральной плотностью мощности MSK и BPSK, указывает на серьезное преимущество этой модуляции, прежде всего - в части скорости спадания внеполосного излучения, т.е. скорости снижения уровня мощности боковых спектральных лепестков.

9.2. ВОПРОСЫ СОВЕРШЕНСТВОВАНИЯ ОБРАБОТКИ ИНФОРМАЦИИ В СПРС

Важнейшей проблемой на пути создания высокоэффективных систем передачи информации является проблема согласования модемов и кодеков с учётом статистических свойств непрерывного канала. Кодирование и модуляцию необходимо рассматривать как единый процесс формирования наилучшего сигнала, а демодуляцию и декодирование — как процесс наилучшей обработки сигналов. В технике цифровой связи методы модуляции играют весьма значимую роль. Помимо своей основной функции — преобразования символ - сигнал, т.е. выполнения функции интерфейса между дискретным и непрерывным каналами — процесс модуляции является составной частью общего процесса согласования сигнала с характеристиками канала.

Многопозиционные сигналы с плотной упаковкой (например, ФМ и КАМ) обеспечивают высокую удельную скорость за счёт снижения энергетической эффективности. С другой стороны, корректирующие коды позволяют повысить энергетическую эффективность при определённом снижении удельной скорости. Каждый из этих способов даёт выигрыш по одному показателю в обмен на ухудшение другого. Для того чтобы получить одновременно наилучшую энергетическую и частотную эффективность, используется кодированная модуляция или - в другой терминологии – определенные сигнально-кодовые конструкции (СКК), сочетающие в единой конструкции многопозиционные сигналы и корректирующие коды. В качестве помехоустойчивых кодов в СКК обычно используются свёрточные коды, а в качестве многопозиционных сигналов - чаще всего ФМ сигналы.

Создание сигнально-кодовых конструкций с целью обеспечения наилучшего качества передачи данных по каналу осуществляется в рамках многоуровневого кодирования. На практике это означает обеспечение максимальной защиты тех бит ФМ модуляции, которые наиболее подвержены ошибкам. Различные уровни защиты реализуются с помощью различных компонентов свёрточных кодов с индивидуальными скоростями Rp = m/n. Эти компоненты образуются в кодере путем выкалывания символов в первичном (материнском) коде, характеризуемом скоростью R = 1/n. В результате выкалывания формируется перфорированный код, скорость которого, в рамках конкретного блока кода, может изменяться в широких пределах, например от R = 8/9 до R = 1/4. При этом входной байт информационных символов (m = 8) остается неизменным, а выкалыванием варьируется количество избыточных (поверочных) символов. Тем самым меняется уровень защиты информационных бит в конкретном блоке кода – от самого низкого, когда добавляется только один поверочный бит (код (n-1)/n), до максимального, которому соответствуют три поверочных бита на каждый информационный.

В качестве примера совершенствования обработки информации в СПРС при адаптации пропускной способности системы, рассмотрим отдельные аспекты расширения GSM / GPRS, связанные с увеличением скорости передачи данных в рамках технологии, известной под названием EDGE.

Введение услуги пакетной радиопередачи данных GPRS стало значительным улучшением и расширением стандартной системы GSM. Причин для ее возникновения много. Скорости передачи данных в существующих сетях подвижной связи были недостаточными, а время установления соединения - слишком большим. Передача данных по сети с коммутацией каналов не соответствовала пакетному и асимметричному характеру трафика, что приводило к неэффективному использованию существующих ресурсов системы. В конечном итоге было принято решение о применении передачи данных с коммутацией пакетов. В результате в таком режиме абоненты получили возможность задействовать одни и те же физические каналы, а системные ресурсы распределяются более эффективно благодаря статистическому мультиплексированию. Последствием применения пакетной коммутации является принцип оплаты за услугу, базирующийся на количестве переданных пакетов данных.

Физический уровень системы GPRS похож на физический уровень стандартной системы GSM. Тем не менее, пакетная передача и асимметрия трафика потребовали внесения в него некоторых изменений и дополнений. Так, система GPRS позволяет, при необходимости, передавать пакетные данные в режиме коммутации пакетов с использованием более одного временного слота (до восьми временных слотов) в кадре, если это возможно с точки зрения системных ресурсов. Однако скорость такой передачи данных не очень высока по сравнению с проводным подключением к сети Internet. Удовлетворить потребность в более высоких скоростях удалось в рамках новой технологии повышения скорости передачи данных EDGE.

В системе EDGE для GSM (т.н. система EDGE Classic) используются некоторые усовершенствования, которые позволяют передавать пакеты данных с более высокими скоростями, чем в стандартных системах GSM или GPRS. Среди этих усовершенствований: применение модуляции ФМ-8 (8-PSK) в высокоскоростных режимах (в низкоскоростных режимах по-прежнему используется GMSK-модуляция); медленная скачкообразная перестройка частоты, которая представляет собой опцию в стандартной системе GSM; контроль качества радиоканала.

Модуляция ФМ-8, по определению, позволяет обеспечить в три раза большую скорость передачи данных по сравнению со стандартной системой GSM при условии использования тех же символьной скорости и полосы частот. Это обусловлено тем, что при ФМ-8 каждый информационный символ представляется тремя битами. Побитовое соответствие блоков символам подчиняется правилу Грея. Помимо фазового сдвига, определяемого информационными битами, фаза дополнительно сдвигается на Зπ/8 на каждый период передачи одного символа. Это позволяет избежать низких уровней огибающей, что негативно сказывается на нелинейном режиме усиления таких сигналов (см. разд. 16). Для того чтобы привести сигнал в соответствие с шириной спектра канала и сохранить форму GMSK-спектра, используется модулирующий импульс p(t) (рис. 17.1), форма которого похожа на гауссовскую кривую и рассчитана при помощи численных методов.

Рисунок 9.8. Импульсная характеристика фильтра формирования импульсов в модуляторе сигналов ФМ-8 системы EDGE

Важнейшее свойство системы EDGE - контроль качества радиоканала. Подвижные станции передают на базовые станции информацию о качестве канала. На основании этой информации принимается решение о том, какую комбинацию модуляции и канального кодирования следует использовать. В системе EDGE могут применяться два типа модуляции (GMSK и ФМ-8) и девять скоростей кодирования. Каждая комбинация имеет свою характеристику, выражаемую в зависимости пропускной способности (на один временной слот) от отношения сигнал/шум. Переключение между комбинациями кодирования и модуляции позволяет максимизировать пропускную способность. Принцип адаптации к качеству канала радиосвязи иллюстрируется на рис. 17.2. Максимальная скорость передачи данных на одну несущую (когда используются все временные слоты) составляет 556,8 кбит/с для ФМ-8 и 185,6 кбит/с для GMSK. Максимальная доступная пользователю скорость передачи данных будет меньше из-за использования канального кодирования со скоростями в диапазоне от R = 0,38 до R = 1.

Контроль качества радиоканала, реализованный в системе EDGE при помощи адаптивного выбора модуляции и кодирования, подтверждается теорией информации. Так, можно показать, что для достижения максимальной пропускной способности скорость передачи данных должна быть высокой при хорошем качестве радиоканала (при больших отношениях сигнал-шум) и низкой при временном снижении качества канала. Необходимо подчеркнуть, что такая адаптация возможна только при наличии обратной связи между приемником и передатчиком. В таблице 2 приведены возможные комбинации кодирования и модуляции.

Радиоблок данных (РБД) - это наименьший элемент передаваемых в рамках системы EDGE данных. Каждый РБД содержит один или два блока пакетных данных (PDU). Количество PDU в радиоблоке зависит от выбранной схемы модуляции и кодирования. В случае использования канала с ошибками, как правило, применяется метод ARQ (автоматический запрос на повторение) - при наличии обратной связи между приемником и передатчиком.

Рисунок 9.9 Пропускная способность на один временной слот для различных комбинаций кодирования и модуляции

Передача информационных последовательностей, дополненных CRC-блоками для обнаружения ошибок, часто применяется в системах передачи данных, включая системы подвижной связи. В этом случае необходимо создать канал обратной связи, по которому будет передаваться информация о том, был переданный информационный блок принят или отвергнут. Если такой канал не может быть реализован (например, из-за чрезмерных задержек в сети), то остается единственный способ увеличения производительности передачи данных - применение достаточно строгой упреждающей коррекции ошибок (FEC), т.е. канального кодирования.

На рисунке 9.10 представлена схема передачи данных при использовании канала обратной связи. Основной поток данных передается с передатчика на приемник по основному каналу. В основе стандартного метода ARQ лежит добавление CRC-битов четности, вычисленных передатчиком, к концу блока данных. В приемнике CRC-биты заново рассчитываются по принятому блоку данных. Если вычисленные биты совпадают с принятыми, то приемник посылает подтверждение приема (АСК), и передатчик начинает передавать следующий блок. Если рассчитанные приемником CRC-биты не совпадают с принятыми, то весь блок отбрасывается и подлежит повторной передаче. Вместо простой схемы ARQ может использоваться принцип ARQ с нарастающей избыточностью (IR).

Таблица 2.

Схема | Модуляция | Максимальная скорость, кбит/с | Скорость кода | PDU / 20 мс | Размер PDU, байтов
MSC-9 | ФМ-8 | 473 | 1,0 | 2 | 74
MSC-8 | ФМ-8 | 435 | 0,92 | 2 | 68
MSC-7 | ФМ-8 | 358 | 0,76 | 2 | 56
MSC-6 | ФМ-8 | 234 | 0,49 | 1 | 74
MSC-5 | ФМ-8 | 179,2 | 0,37 | 1 | 56
MSC-4 | GMSK | 141 | 1,0 | 1 | 44
MSC-3 | GMSK | 119 | 0,80 | 1 | 37
MSC-2 | GMSK | 90 | 0,66 | 1 | 28
MSC-1 | GMSK | 70,4 | 0,53 | 1 | 22

В основе метода IR ARQ лежит повторное использование ошибочного блока для детектирования ошибок. В процессе кодирования на выходе сверточного кодера применяется перфорирование по двум или трем различным схемам (Р1, Р2 или РЗ). Вначале передается кодированный блок, подвергнутый перфорированию по схеме Р1. Если в нем обнаружены ошибки, то передаются биты, полученные при перфорировании по схеме Р2, которые добавляются к ранее переданному блоку. Затем этот блок снова декодируется. При этом возрастает количество битов четности (избыточности), и декодирование целого блока приводит к гораздо лучшей коррекции ошибок. Если были получены все биты, рассчитанные по всем схемам перфорирования, а ошибки не были устранены, то повторяется весь процесс передачи блока.

Рисунок 9.10 Система передачи данных с повтором блоков и каналом обратной связи

Благодаря высоким скоростям передачи данных, достижимых в системе EDGE, она сегодня рассматривается как одно из возможных предложений к реализации систем третьего поколения (3G). В ближайшем будущем станет ясно, насколько введение EDGE в сети GSM повлияет на распространение системы UMTS.

Вопросы для самоконтроля

1. Простые виды модуляций.
2. Виды модуляции в СПРС.
3. Квадратурная амплитудная модуляция.
4. Вопросы совершенствования обработки информации.

наверх

назад | содержание | вперед